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宽带高效率GaN射频功率放大器设计
材料来源:《微波杂志》2018年7/8月号           录入时间:2018/8/6 9:52:49

宽带高效率GaN射频功率放大器设计

Designing A Broadband, Highly Efficient, GaN RF Power Amplifier

J. Brunning和R. Rayit

SARAS技术公司,英国利兹

本文给出了一个用于设计宽带、线性、高效率功率回退模式RF功率放大器(RFPA)的方法,该方法着重强调了最小化设计不确定性的重要性。使用该方法可使得仿真性能和测量性能之间取得优异的一致性,从而达成首轮设计加工即成功的目标。

对1.5至2.8GHz频率范围的线性功率放大器(RFPA)的需求,推动了输出回退模式下工作的宽带、线性、高效率射频功放的新设计方法的发展。长期以来由于谐波负载阻抗难以控制,导致提高功放效率一直是一个设计难题。由于在微波频率测量波形存在困难,使得设计者很难判断是否在设计中实现了最佳波形整形。在宽频功放设计时,如果一个较低的工作频率的谐波正好还处于宽带的工作频段内,就会进一步增加设计上的挑战。这些固有的困难,再叠加上不精确的设计技术,就会导致费时又昂贵的多轮设计迭代。

本文中描述的设计流程使用了NI公司的AWR设计环境(具体使用的是Microwave Office电路设计软件),并采用测量手段在RFPA上电前就确定匹配网络的输入输出阻抗。还展示了几种解决PA设计中固有问题的方法,以最大限度地减少不确定性,从而实现一次成功的目的。

为了展示该方法的有效性,本文采用了一种市售的采用0.25微米工艺在SiC衬底上制造且已封装好的分立式10瓦GaN高电子迁移率晶体管(型号:Qorvo的T2G 6000528)和20密耳厚的RO4350B印刷电路板。设计并制造出的RFPA峰值功率达到40dBm以上,且峰值漏极效率在工作频带内大于54%。在回退工作模式下,该射频功放实现了30dBc的未校正的线性度,并且在2.0到2.5GHz频带中采用2.5MHz、9.5dB峰均功率比(PAPR)的COFDM信号驱动时,可达不低于34%的漏极效率。

射频功率放大器设计流程

器件选型

首先在进行负载和源牵引、匹配网络综合设计等耗时的任务之前,需要充分开展器件/工艺的选型,以找到满足特定准则的最佳候选器件。基于器件指标给出的频率和功率,可以找到多个候选器件。除了通常考虑的如工作电压Vds、增益、工作频率和额定功率等,诸如Cds、Cgs和阻抗变换比等其它参数也被加入到选型考量中。

最佳负载阻抗提取

一旦选定了器件并且获得了对应的非线性模型,就用其确定最优源阻抗和负载阻抗。能实现最大的功率、效率和增益的负载阻抗,或者在这些性能之间达成某种所期望的折衷的负载阻抗,是随频率变化的,并且在一个宽带功放的工作带宽内会有很大变化。通过在Microwave Office软件中同时绘制基频和谐波频率上的负载牵引图,以及采用波形工程方法(基于对晶体管电压和电流波形进行整形的电路设计技术)来确定正确的负载阻抗。

波形工程方法依赖于获得横跨晶体管电流源参考面的器件本征节点的信息,而不是封装后的参考面上的。假定非线性器件模型提供了这些节点的情况下,波形工程方法就可采用人眼观察的方法,分析电压和电流摆幅、限幅切顶和放大器工作的类别。

在本文例子中,负载牵引是在Vds= +28V和Idq=90mA条件下进行,扫描了整个工作频带,并提取得到最佳功率和效率的阻抗,其中频带中段的结果在图1中给出。利用功率等高线(Pmax)-1dB和漏极效率等高线(effmax)-5%的交叠区域可定义出一个负载阻抗目标区域。显然这个区域越大,越容易进行阻抗匹配设计。随着工作频带内的频率扫描,图1中的Pmax形成一个形状紧凑顺时针旋转的有利于宽带放大器设计的曲线轨迹。在基频上进行负载牵引的原因是由于射频功放的宽带特性导致不在匹配网络中引入传输零点的前提下很难达成最佳的谐波终端负载1。在2次谐波上也进行了负载牵引分析,并找到了一个可在网络综合中控制的高效率的阻抗区域2

1  通过基频负载牵引分析所得出的在工作带宽内的功率(红色)和效率(蓝色)的等高线图。

匹配网络综合

进行窄带射频功放设计时,由于最佳负载在工作频段内变化不大,使得网络设计的任务变得不那么复杂。这并不是说低分数带宽的匹配总是很简单。事实上,源和负载阻抗的分析显示网络的基频阻抗经常必须控制到一个单一阻抗点上来实现射频功放的高性能,一旦网络的阻抗轨迹偏离了目标负载阻抗,就会带来很大的性能损失。F和F-1类放大器中对谐波终端阻抗的精确控制的要求,使得其设计任务的复杂性超过了普通类别的功放。

在设计宽带射频功放的场景下,尤其是要达到较高性能指标时,该放大器的匹配网络需要在大得多的分数带宽下控制其阻抗的波动变化。在确定最佳阻抗和目标区域之后,负载匹配网络可使用一个简化的实数频率技术(SRFT)3来设计出理想的集总元件网络,将其转换为分布式步阶阻抗形式4之后再进行电磁(EM)仿真。在本文例子中,EM仿真结果与模型预测非常吻合;然而对于非常规的匹配拓扑结构,可能就并非如此。EM仿真可被当作一个在设计流程中减少不确定性的重要步骤。

一种设计技术是将最佳阻抗的共轭阻抗作为两端信号源(端口1)内阻,从而匹配网络的设计可被转化为减小放大器工作带宽内该复数源阻抗和50欧终端负载之间的失配导致损耗的问题。并且可以在网络的50Ω侧(端口2)来评估该网络的失配情况,如图2a所示。输出匹配电路为无源网络,因此其工作功率增益小于1,并且等于仅由内部耗散损失所导致的效率。而由于在输入端还存在反射损失,该损耗和内部耗散对应效率的乘积就等于传输功率增益,其取值必然更小。这些数量在图2b中以百分比形式绘出。在2800MHz频率处计算出的负载网络效率为96.6%,接近以相同的频率回波损耗中计算出的值。为进一步进行比较,算出仅考虑到网络中的纯欧姆损耗的工作功率增益,可见计算所得为97.7%的效率。虽然这种计算并不直接包括反射损失,但其取值的确随终端阻抗变化,因为这些阻抗会影响当前网络中的电流、电压分布,从而分别影响铜和电介质中的损耗。

2  分布式负载网络损耗和匹配(a);转换功率增益和工作功率增益与频率变化的关系(b)。

转换增益通过具有和器件漏极目标负载阻抗共轭内阻的信号源来评估。尽管输出端是按功率压缩和效率最佳条件来匹配,而不是以漏极最小反射条件来匹配,但是实际中发现使用共轭匹配的条件导致的压缩功率降低和由于目标负载阻抗非理想实现所导致的压缩功率降低符合得很好。因此可绘制转换功率增益来当做评估输出匹配的整体效果的一个有效的手段。

由于以下几个原因,使用这颗晶体管来实现的最优宽带匹配是相对比较直截了当的:首先,因为在工作带宽内阻抗变换比(约2:1)相对较低;其次,实现最佳Pmax的负载阻抗区域较为紧凑;最后,最佳的阻抗具有随着频率增大顺时针旋转变化的轨迹。根据具有相当低的阻抗变换比这个有效判据来看,GaN器件是做宽带RFPA的优选器件类型。

源匹配网络

可以通过使用带通滤波器网络在整个工作频带范围内控制源阻抗变化波动,同时该方法还具有减少低频增益的优点,克服晶体管低频本征增益非常高的问题。这个专门设计的源阻抗匹配网络还需要负责改善放大器的低频稳定性。由于该网络的阻抗变换比为15:1,因而需要更精细的网络设计。虽然本文的例子没有使用到,但实际上源匹配电路中可方便地设计为具有正斜率或者均衡功能的匹配网络。

稳定性是通过在邻近输入端口处并联一路串联RC对,后面加一个串联R来实现。虽然这已经是一个比较严苛的处理方式了,但分析结果表明该晶体管在工作频带内仍然存在潜在不稳定,因此必须牺牲部分增益来达到1MHz到超过6GHz(超过此频率后晶体管不再具有增益,即该频率为Fmax)都无条件稳定。

波形工程

在使用负载牵引调谐器、以及更重要的是在使用所设计的负载网络的条件下,可采用波形工程5的方法也来分析RFPA。近年来的器件模型可以给出在本征电流源平面的电压电流节点,从而可以准确地观察到电压(V)、电流(I)波形和动态负载线(DLL)。从而可以进行波形限幅的分析和判断RFPA工作类别,以及分析所产生的峰值电压和电流。

在这些节点的信息可利用之前,唯一的选择是监测在封装后的参考平面的电压、电流值,这显然会受到封装寄生效应的限制。寄生网络的消除是可行的,但前提是寄生效应的拓扑和元件取值是已知的,并在仿真过程中通过去嵌入的方法去除它们的影响。虽然只采取了谨慎的措施对二次谐波的负载阻抗进行控制,但通过波形分析(见图3)表明,三次谐波的阻抗是较好的,不需要进一步优化。

3  1500MHz连续波信号且10W输出功率条件下,在器件本征节点处的动态负载线(a)和电压电流波形(b)。

这些波形表明,在1500MHz频率处,功放中的峰值电压小于60伏,峰值电流小于1500毫安,都完全在器件的额定工作范围内。更显著的是在效率方面,由于达到了接近理想的F类工作状态,经过半波整流后的电流波形与电压波形形成恰好180度的相位差,只有非常小的电压/电流重叠区域。使用DLL分析可以定义三个区域:区域A(Vmin和Imax)、区域B(Vmax和Imin)和过渡区域。在一个工作周期内,波形保持在区域A或B的时间为63.8%,仅36.2%的时间处于过渡区域。

RFPA验证

为了验证该方法的有效性,在20密耳厚的罗杰斯4350B板上(εr=3.48)制作了RFPA。该电路由安装在夹具上的三个部分组成,包括源匹配网络(INMAT)、负载匹配网络(OUTMAT)和铜制成的用来安装晶体管器件的中心段(参见图4)。该器件的源极通过焊接固定。

设计加工所得的射频功率放大器。

无源测量

在进行最终装配前,把晶体管引脚端所看到的输入匹配网络INMAT和输出匹配网络OUTMAT的阻抗测量出来,从而可将建模得到的和测得的数据进行比对。测得的数据表明,在没经过任何调整修正的情况下,从1000MHz到3000MH频段的模型阻抗和实测数据非常一致(见图5a)。对从20MHz到10GHz的更宽的频带内的INMAT和OUTMAT进行了测量,结果仍然显示模型和测量的阻抗非常一致(参见图5b和图5c)。通过采用模块化三件式夹具,可以直接和精确地测量到晶体管器件所看到的阻抗,从而避免使用机械性能不良的探头,避免了引入电学寄生参数尤其是在探测点引入的寄生电感。通过夹具实现的形式,并不是射频放大器最终生产时的版本,而是在设计流程中的一个重要步骤,可有助于削减每个设计阶段的不确定度。

测试和仿真所得的INMATOUTMAT10003000MHz之间比较(a);测试和仿真所得的在20MHz10GHzINMATb)和OUTMATc)网络的阻抗。

小信号测量

首先从漏极偏压Vds= +28V和Idq=90mA条件下的小信号增益开始测量。测量与仿真的增益和阻抗匹配是密切相关的(见图6),图中可见在整个工作频带上小信号增益大于16dB,并且输入回波损耗大于7.5dB。放大器在诸如改变漏极电压和使用外置阻抗调谐器来改变该放大器看到的源阻抗等常见的实际稳定性测试条件下,可以保持稳定工作。

测试和仿真所得的小信号增益和输入回波损耗。

大信号测量

大信号测量中使用漏极偏压Vds= +28V和Idq=90mA的工作条件。连续波信号源通过一个驱动放大器馈送到射频功率放大器。RF输入和输出功率测量中修正了驱动放大器可能引入的任何非线性压缩。功率增益、漏极效率和输送到负载的功率都是在3dB压缩点测量的。仿真的结果表明,最大的P3dB(3dB压缩点)为41dBm,最大漏极效率为63.2%,而最大增益为16.4dB。测量结果表明P3dB为40.6dBm,最大漏极效率为59.1%,以及最大增益为15.7dB(见图7)。该射频功率放大器在1300MHz到高达2900MHz频率范围内提供超过10瓦输出功率,从而拓展分数带宽达到了76.2%。

测试和仿真所得的大信号连续波功率、增益和效率。

为了评估在输出功率回退模式下的效率和边带互调性能,使用具有9.5dB PAPR(峰均功率比)、2.5MHz信道带宽的COFDM信号在2.0到2.5GHz频带内进行测试。当用作34.5dBm输出功率单端放大器时,平均效率为34%至35.9%,且而测得的中心频率两侧±1.25MHz处的互调线性度为30dBc(见图8)。在1.805GHz至1.88GHz频段使用具有PAPR=7.8dB的WCDMA测试信号进行测试也可得到相似的结果。

8 2.5MHz9.5dB PAPRCOFDM信号、单端模式工作下的射频功率放大器的交调性能。

该射频功率放大器一个平衡工作模式的版本也正在制造中。该设计中采用了非理想电桥,仿真预计可达到37dBm功率,并具有约34%的平均效率和在中心频率±1.25MHz处约30dBc的线性度。可以通过如数字预失真或包络跟踪等线性化技术来进一步提升线性度。由于在信号峰值附近实现了高效率使得该放大器工作在更大的峰值压缩状态,从而可以在整个动态范围内以更高的相对功率工作。因此,效率和线性度甚至在使用高PAPR信号时也得到了提高。

结论

本文提出了一种用于宽带、线性和高效率RFPA的设计方法,该方法最大限度地减少了不确定性,以实现首轮设计即成功的目标。所述方法包括四个设计阶段:使用定性和定量分析手段选择合适的器件,使用负载和源牵引技术进行负载和源阻抗匹配网络的优化设计,无源网络综合包括EM验证和使用内部本征节点电压和电流的波形工程。集合所有这些技术,得到了一个经过验证的系统化的设计整个射频功率放大器的方法。

本文还演示了一种使用三件式夹具的测量技术,该技术可以测试所制作的源和负载阻抗网络的特性,从而可以对晶体管输入输出端所接的阻抗进行仿真和测试比对。还给出了使用SRFT技术并结合使用失配损耗和转换功率增益分析的无源网络的综合方法,从而得到较为简单的宽带匹配网络。

致谢

作者在此对NI AWR的安迪·华莱士表示感谢,还要感谢Qorvo / Modelithics提供器件模型。

参考文献

1. D. T. Wu, F. Mkadem and S. Boumaiza, “Design of a Broadband and Highly Efficient 45 W GaN Power Amplifer via Simplified Real Frequency Technique,” IEEE MTT-S Internationa Microwave Symposium, May 2010, pp. 1091–1092.

2. R. A. Beltran, “Class F and Inverse Class F Power Amplifier Loading Networks Design Based upon Transmission Zeros,” IEEE MTTS International Microwave Symposium, June 2014.

3. P. L. D. Abrie, "Design of RF and Microwave Amplifiers and Oscillators, 1st edition," Artech House, 1999.

4. D. M. Pozar, "Microwave Engineering, 2nd edition," Wiley, 1998.

5. S. C. Cripps, "RF Power Amplifiers for Wireless Communications, 2nd edition," Artech House, 2006.


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