高线性FET阻性混频器的设计

Design of Highly Linear FET Resistive Mixers

Matthew S. Clements, Department of Electrical and Computer Engineering, University of California, Davis, Calif.; Steve E. Avery and Richard Barber, Cobham Advanced Electronics Solutions, San Jose, Calif.

混频器负责将信号转换为不同的频率，是必不可少的射频前端组件。它们将一个信号与目标信号混合，通过外差原理形成中频。混频器在理想情况下可以输出干净的信号频谱，然而实际通常会夹杂许多无用的杂散信号。此外，电路寄生效应和器件非线性会进一步产生混频杂散信号，从而限制系统性能。混频器可以由各种类型的器件实现，包括二极管、场效应管（FET）和双极型晶体管（BJT）。每种器件均有自己的优势和劣势。

混频器的设计需要综合考虑变频损耗、本振驱动、端口隔离、噪声、电压驻波比以及线性度等因素。这些参数对整体系统性能，尤其是动态范围具有重大影响。主要来说，绝大部分系统设计都需要线性度高、变频损耗低、失真度低的混频器。而这些恰好是基于FET的混频器的优势所在。

基于FET的混频器的工作方式既可以是有源的也可以是无源的。在有源模式下，FET通常加了直流偏置作为放大器，但栅极接近夹断。本振信号和射频信号馈送到栅极，如果采用的是双栅则分别接至两个栅极，同时中频信号在漏极进行耦合。这种配置能够提供增益，但也会造成输入压缩降低以及互调失真增大。另一方面，无源阻性FET混频器虽然会产生变频损耗，但其输入压缩和互调失真性能极佳。本文将重点介绍无源阻性FET混频器，讨论其基本工作模式与设计思路，并在文末附上对一个基于砷化镓（GaAs）的毫米波单片微波集成电路（MMIC）的测试结果。

FET混频器的基本工作模式

FET电阻混频器利用“冷FET”或“无偏置FET”中漏极、源极之间的电阻沟道来实现频率转换。射频输入信号加在FET的漏-源沟道上，而本振信号则加在栅极，在漏极便可得到中频输出信号。具体结构如图1所示，其中需要用到双工器来分离漏极处的射频和中频信号。

图1：FET阻性混频器

这种结构根据本振信号对沟道电阻进行调控，以实现与射频信号的混合效果。如图2a所示，在本振信号的正周期中沟道电阻为线性，射频信号互调失真水平低。图2b为一系列与本振信号对射频信号时变频率一致的电导脉冲对混频器的作用。

图2：随本振和射频在线性区域变化而变化的FET直流IV曲线(a)和FET沟道电导调制波形(b)¹

匹配

图3中，Z_本振表示本振源阻抗；为了使电容器C_gs两端的电压达到最大，Z_本振要与栅极阻抗相匹配，这一点可以通过分析图3a中的等效小信号模型来实现。本振输入阻抗主要取决于RC电路，我们可将其简化得到图3b所示的等效电路。²类似地，将沟道电导换为本振周期开关变化的时均值，便可得到小信号射频及中频阻抗。如果把在射频和中频频率下端接了栅极阻抗的栅极考虑进来，估算结果将更加精确。若C_gd的电抗远大于R_g和R_s的电阻，则可进一步简化成图3c。³

图3：无漏极偏置的非线性等效电路(a)、简化等效本振电路(b)和简化等效射频/中频电路(c)²

为了防止本振泄漏造成漏极电导流经C_gd，射频及中频匹配电路理论上应当在本振频率下将漏极短路（图3a）。此外，栅极在射频频率下也应短路，以防止射频电压影响沟道电导。⁴

电路拓扑

尽管目前为止我们提到的都是单端FET混频器，但其实FET阻性混频器还可以设计为平衡结构，以提高隔离度并降低互调失真。图4a所示为单平衡结构，本振通过巴伦作用于栅极，而射频同相作用于漏极。由于本振以相反方向（180°）驱动两个栅极，两个漏极的射频信号同样是180°反相，并经由双工器滤波，再通过输出巴伦重新叠加。单平衡FET混频器与单平衡二极管混频器之间的主要区别在于前者多一个巴伦；这个额外的巴伦用于合并射频信号，因为FET不像二极管那样可以反向工作。混频器采用单平衡结构或单端FET所产生的变频损耗相似，但因为射频功分，前一种情况下奇次阶互调失真性能要好出3dB。同时，单平衡结构漏极被中频隔直电容短路，能够自发抑制偶次失真。根据平衡结构的不同，偶次失真的改善甚至可以达到20dB。⁴不过要注意的是，本振和射频虽然均可以异相，但此结构中我们一般都将本振完全反相，原因在于漏极对本振虚拟接地，从而得以降低本振对漏极的作用及可能造成的失真。

图4：平衡式FET阻性混频器拓扑结构：单平衡(a)，双平衡(b)

图4b描绘了一个环形双平衡结构，可以看到其与双平衡二极管混频器之间的区别仍在于它多了一个巴伦。环的四端对本振都虚拟接地，中频连接点对射频虚拟接地。两个射频连接分别接在本振和中频的虚拟接地点。因此在这种结构中，射频、本振和中频直接就被隔离开来。该混频器的互调抑制特性也与环形二极管混频器相同，即所有偶次互调分量都被抵消。⁵隔离和偶次互调失真结果都取决于整个混频器的电路平衡情况。

线性度

混频器在实际应用中除了所需中频信号外，还会生成射频、本振谐波等大量寄生信号。例如，两个不同音调构成的输入信号作用于混频器时会产生如下多阶互调分量：

器件的非线性是造成这种结果的原因。这一点与放大器大同小异，主要区别在于混频器额外有一个本振信号将互调分量转换为中频频率，如图5a的下变频方式所示。图中描绘了两个音调以及邻近三阶互调分量IM3（n1 + n2 = 3）。当然，混频器内同时还会产生其他本振谐波，这些在图中并未体现。由图5b可以看到随着射频输入功率增加，基波与IM3分量相交，所对应的外推截距称为输出三阶截点（OIP3）。输入三阶截点（IIP3）与OIP3仅相差一个增益：OIP3 = IIP3 + 增益。IIP3若想达到最高，则意味着IM3相对于基波要非常小。

评估混频器线性度的重要特性除了失真以外，还有增益压缩。假设混频器没有因为射频信号出现饱和，那么随着射频功率的增大，互调分量也随混频阶数一齐同速上升。例如，如图5b所示，两个输入信号的输入电平每变化1dB，三阶分量IM3就会改变3dB。然而一旦混频器开始饱和，基本输出功率便开始压缩；待降至外推输出功率1dB以下时，达到1dB压缩点。

图5：混频器在中频的双音输出频谱(a)，基波和IM3电平与双音输入功率的对比(b)

若要实现FET阻性混频器的低失真，那影响沟道电导率的只能有本振。此外，为了使器件能干净利落地进行开关转换，应当尽可能避免在全开、全关两种状态间停留。因此，对于朝夹断电压偏置的器件而言，想要尽快切换开关状态就需要用到高本振。然而，若是施加的本振电压过大，且栅极电压峰值超过了标称栅极导通电压，那么本振电流便会泄漏到沟道中。该电流可能会干扰调制过程，并增大失真度。解决方法是将器件偏置到更低于夹断电压的程度，以实现较高的本振驱动。这也导致了电导脉冲变短，甚至还会增加射频和中频输出阻抗。⁵我们可以使用栅极宽度较大的FET来维持合理的阻抗。需要注意的是，设备尺寸越大，对本振功率需求就越高，同时器件的电容寄生效应亦会增加。最好还是根据操作频率和可用本振功率不同，选用该配置下尺寸最大的设备。

在实际应用中，确实会有少量本振电流通过栅-漏电容C_gd从栅极泄漏到漏极。要解决这个问题，只需简单地让C_gd与并联电感发生谐振即可，尽管这是适用于窄带的方案。功率泄漏的另一个后果是可能会诱发低电平漏极电流整流。通过将漏极直流接地可以将影响最小化。

将FET阻性混频器线性化的过程还要涉及到漏极偏置，因为我们已经知道通过对漏极略微施加一个正向偏置量，可以使混频器互调水平大幅下降。⁶但是，如果漏极偏置过大，FET将不再处于线性工作状态；相反，它会更接近于饱和，并且无法再利用线性沟道电阻来实现所需的阻性性质。

根据所施加的栅极和漏极电压，可以通过如下所示的泰勒级数展开来对漏极电导进行建模，观察二阶及三阶漏极电导的变化情况。

因为三阶失真分量与中频接近，因此要将其最小化。我们需尽可能降低栅极摆动的三阶失真分量G_d3。利用Qorvo公司0.15μm PHEMT工艺制成的4×25μm FET，测得与所施加栅极和漏极偏压相关的三阶漏极电导G_d3如图6所示。这些器件有一个使G_d3具有最小值的最佳点。因此，在漏极施加小偏置的情况下，该最佳点处的互调失真最低。

图6：基于GaAs工艺的PHEMT的三阶漏极电导与V_ds、V_gs

MMIC设计

为了说明如何让G_d3最小，我们设计并制造了一个MMIC混频器（图7a）。考虑到尺寸和芯片集成度，该阻性FET混频器采用了具备平衡本振端和射频端的单平衡拓扑结构。这种架构虽然无法抑制偶次互调分量，但可以加强固有的本振-中频和射频-中频端口隔离。该MMIC采用Qorvo公司0.15μm GaAs PHEMT工艺制成。混频器内核由一对4×25μm的FET构成。栅极通过N⁺型掺杂GaAs电阻进行偏置，漏极通过一个片外的T型偏置器进行偏置。本振和射频巴伦采用具备电容补偿的螺旋Marchand结构来改善振幅和相位平衡。这类巴伦可以使混频器在多倍频程带宽下运作，但前提是其和FET之间的所有匹配网络也在相近带宽上工作。虽然它们并不能够自发地有效抑制流经C_gd的泄漏，但考虑到可实现的工作带宽，这点损失是值得的。射频巴伦不会对中频产生影响。

图7：MMIC原理图及样机(a)，IIP3及变频增益与漏极直流接地的本振功率(b)，施加漏极偏置（夹断电压= -1.2V）(c)

MMIC测试结果

MMIC采用2.92mm K型连接器封装。测试采用双音信号，各为-5dBm，以27GHz为中心间隔10MHz。本振固定为28GHz，并通过功率扫描确保混频器在选定的栅极偏置点上驱动充分。

图7b为变频增益和漏极接地的IIP3（冷FET）的测量结果，而图7c则是施加了漏极偏置的情况。对冷FET而言，随着器件偏置逐渐低于夹断电压以及本振驱动电平增加，IIP3和变频增益都稳步提高。加上漏极偏置后，变频增益仅略有上升，但IIP3得以大幅改进。

同样地，我们也进行了大信号测试。混频器本振固定为28GHz，采用27GHz的单音射频信号，功率由0至21dBm变化，得到变频增益结果见图8。在冷FET情况下，混频器的输入1dB压缩点P_1dB达16.5dBm，仅比本振驱动电平低了0.4dB。这是使用FET的优点之一：射频和本振作用于混频器的不同区域。而在二极管混频器中，本振和射频均直接控制二极管电导。加上漏极偏置后，混频器P_1dB达到21.7dBm，比本振驱动高2dB，可以归功于漏极偏置使得C_gd减小。

图8：在冷FET和漏极最优偏置两种模式下测得的27GHz变频损耗与射频输入功率比较

小结

通过将混频器的IIP3最大化，可以大幅改善系统动态范围，并提高整体性能。本文综述了高线性FET阻性混频器的设计过程，且运用所讨论的线性化技术设计并构建了一个基于GaAs工艺的MMIC。毫米波混频器的IIP3达到了35dBm。

参考文献

1.      B. Henderson and E. Camargo, “Microwave Mixer Technology and Applications,” Artech House, Norwood, Mass., 2013.

2.      S. Peng, “A Simplified Method to Predict The Conversion Loss of FET Resistive Mixers,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, June 1997, pp. 857–860.

3.      S. Maas, “A GaAs MESFET Mixer with Very Low Intermodulation,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 35, No. 4, April 1987, pp. 425–429.

4.      S. Maas, “Microwave Mixers,” Artech House, Norwood, Mass., 1993.

5.      S. Maas, “The RF and Microwave Circuit Design Cookbook,” Artech House, Norwood, Mass., 1998.

6.      J. A. Garcia, J. C. Pedro, M. L. De la Fuente, N. B. Carvalho, A. Mediavilla and A. Tazon, “Resistive FET Mixer Conversion Loss and IMD Optimization by Selective Drain Bias,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Vol. 2, June 1999, pp. 803–806.