Page 38 - MWJC_MayJun2018_eMag
P. 38
TechnicalFeature 技术特写
是，如果漏极偏置过大，FET将不再处
11.5
于线性工作状态；相反，它会更接近于 11.0
LO Port RF Port D-Mode GaAs: 0.0 V d
饱和，并且无法再利用线性沟道电阻来 10.5 –1.5 V g, 16.87 dBm LO
实现所需的阻性性质。 10.0 D-Mode GaAs: 0.8 V d
根据所施加的栅极和漏极电压，可 Conversion Loss (dB) 9.5 –1.5 V g, 19.7 dBm LO
以通过如下所示的泰勒级数展开来对漏 9.0
8.5
极电导进行建模，观察二阶及三阶漏极 8.0
电导的变化情况。 IF Port 7.5
0 4 8 12 16 20 22
公式(2) RF Power (dBm)
图8：在冷FET和漏极最优偏置两种模式
下测得的27GHz变频损耗与射频输入功
率比较。
同样地，我们也进行了大信号测
试。混频器本振固定为28GHz，采用
27GHz的单音射频信号，功率由0至
21dBm变化，得到变频增益结果见图
8。在冷FET情况下，混频器的输入1dB
(a)
压缩点P 1dB 达16.5dBm，仅比本振驱动
0 电平低了0.4dB。这是使用FET的优点之
30
Cold FET
25 –2 一：射频和本振作用于混频器的不同区
IIP3 (dBm) 20 –1.2 Vg –4 Conversion Gain (dB) 均直接控制二极管电导。加上漏极偏置
域。而在二极管混频器中，本振和射频
–1.5 Vg
15
–6
–1.8 Vg
因为三阶失真分量与中频接近，因 10 5 –8 后，混频器P 1dB 达到21.7dBm，比本振驱
动高2dB，可以归功于漏极偏置使得C gd
此要将其最小化。我们需尽可能降低栅 0 –10 减小。
极摆动的三阶失真分量G d3 。利用Qorvo 12 14 16 18 20
公司0.15μm PHEMT工艺制成的4×25μm (b) LO Power (dBm) 小结
FET，测得与所施加栅极和漏极偏压相 通过将混频器的IIP3最大化，可以
关的三阶漏极电导G d3 如图6所示。这些 35 0 大幅改善系统动态范围，并提高整体性
30 –2
器件有一个使G d3 具有最小值的最佳点。 能。本文综述了高线性FET阻性混频器
IIP3 (dBm) 20 –1.2 Vg, 1.0 V d –6
因此，在漏极施加小偏置的情况下，该 25 –4 的设计过程，且运用所讨论的线性化
最佳点处的互调失真最低。 15 –1.5 Vg, 0.8 V d –8 Conversion Gain (dB) 技术设计并构建了一个基于GaAs工艺
MMIC设计 10 –1.8 Vg, 0.7 V d –10 的MMIC。毫米波混频器的IIP3达到了
35dBm。■
5 –12
为了说明如何让Gd3最小，我们
0 –14 参考文献
设计并制造了一个MMIC混频器（图 12 14 16 18 20 1. B. Henderson and E. Camargo, “Microwave Mixer
7a）。考虑到尺寸和芯片集成度，该阻 (c) LO Power (dBm) Technology and Applications,”Artech House, Norwood,
Mass., 2013.
性FET混频器采用了具备平衡本振端和 2. S. Peng, “A Simplified Method to Predict The Conversion
射频端的单平衡拓扑结构。这种架构 图7：MMIC原理图及样机(a)，IIP3及变 Loss of FET Resistive Mixers,” IEEE MTT-S International
Microwave Symposium Digest, June 1997, pp. 857–860.
虽然无法抑制偶次互调分量，但可以 频增益与漏极直流接地的本振功率(b)， 3. S. Maas, “A GaAs MESFET Mixer with Very Low
加强固有的本振-中频和射频-中频端口 施加漏极偏置（夹断电压= -1.2V）(c)。 Intermodulation,” IEEE Transactions on Microwave Theory
and Techniques, Vol. 35, No. 4, April 1987, pp. 425–429.
隔离。该MMIC采用Qorvo公司0.15μm 4. S. Maas, “Microwave Mixers,” Artech House, Norwood,
GaAs PHEMT工艺制成。混频器内核由 MMIC测试结果 Mass., 1993.
一对4×25μm的FET构成。栅极通过N + MMIC采用2.92mm K型连接器封 5. S. Maas, “The RF and Microwave Circuit Design
Cookbook,” Artech House, Norwood, Mass., 1998.
型掺杂GaAs电阻进行偏置，漏极通过 装。测试采用双音信号，各为-5dBm， 6. J. A. Garcia, J. C. Pedro, M. L. De la Fuente, N. B. Carvalho,
一个片外的T型偏置器进行偏置。本振 以27GHz为中心间隔10MHz。本振固定 A. Mediavilla and A. Tazon, “Resistive FET Mixer
Conversion Loss and IMD Optimization by Selective Drain
和射频巴伦采用具备电容补偿的螺旋 为28GHz，并通过功率扫描确保混频器 Bias,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium
Marchand结构来改善振幅和相位平衡。 在选定的栅极偏置点上驱动充分。 Digest, Vol. 2, June 1999, pp. 803–806.
这类巴伦可以使混频器在多倍频程带宽 图7b为变频增益和漏极接地的IIP3
下运作，但前提是其和FET之间的所有 （冷FET）的测量结果，而图7c则是施
匹配网络也在相近带宽上工作。虽然它 加了漏极偏置的情况。对冷FET而言，
们并不能够自发地有效抑制流经C gd 的泄 随着器件偏置逐渐低于夹断电压以及本
漏，但考虑到可实现的工作带宽，这点 振驱动电平增加，IIP3和变频增益都稳
损失是值得的。射频巴伦不会对中频产 步提高。加上漏极偏置后，变频增益仅
生影响。 略有上升，但IIP3得以大幅改进。
36 Microwave Journal China 微波杂志 May/Jun 2018
