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TechnicalFeature 技术特写

V g1
R g C gd R d
G D IF Port
G c(V g) LO Port M1
C gs

R s
M2
(a) S RF Port
V g2
(a)
R g
V g1

C gs C gd LO Port M1 M3 RF Port
Z LO
R s R d
S D M2 M4
LO
Z D@LO
V g2

(b)
(b) IF Port
R d Z RF
图4：平衡式FET阻性混频器拓扑结构：单平衡(a)，双平衡(b)。
g d avg.
RF
信号。 并降低互调失真。图4a所示为单平衡结
R s 这种结构根据本振信号对沟道电阻 构，本振通过巴伦作用于栅极，而射频
进行调控，以实现与射频信号的混合效 同相作用于漏极。由于本振以相反方向
S
果。如图2a所示，在本振信号的正周期 （180°）驱动两个栅极，两个漏极的射
中沟道电阻为线性，射频信号互调失真 频信号同样是180°反相，并经由双工器
(c)
水平低。图2b为一系列与本振信号对射 滤波，再通过输出巴伦重新叠加。单平
频信号时变频率一致的电导脉冲对混频 衡FET混频器与单平衡二极管混频器之
图3：无漏极偏置的非线性等效电路 器的作用。 间的主要区别在于前者多一个巴伦；这
(a)、简化等效本振电路(b)和简化等效射 个额外的巴伦用于合并射频信号，因为
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频/中频电路(c) 。 匹配 FET不像二极管那样可以反向工作。混
图3中，Z 本振 表示本振源阻抗；为了 频器采用单平衡结构或单端FET所产生
振信号和射频信号馈送到栅极，如果采 使电容器C gs 两端的电压达到最大，Z 本振 的变频损耗相似，但因为射频功分，前
用的是双栅则分别接至两个栅极，同时 要与栅极阻抗相匹配，这一点可以通过 一种情况下奇次阶互调失真性能要好出
中频信号在漏极进行耦合。这种配置能 分析图3a中的等效小信号模型来实现。 3dB。同时，单平衡结构漏极被中频隔
够提供增益，但也会造成输入压缩降低 本振输入阻抗主要取决于RC电路，我们 直电容短路，能够自发抑制偶次失真。
以及互调失真增大。另一方面，无源阻 可将其简化得到图3b所示的等效电路。 2 根据平衡结构的不同，偶次失真的改善
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性FET混频器虽然会产生变频损耗，但 类似地，将沟道电导换为本振周期开关 甚至可以达到20dB。 不过要注意的是，
其输入压缩和互调失真性能极佳。本文 变化的时均值，便可得到小信号射频及 本振和射频虽然均可以异相，但此结构
将重点介绍无源阻性FET混频器，讨论 中频阻抗。如果把在射频和中频频率下 中我们一般都将本振完全反相，原因在
其基本工作模式与设计思路，并在文末 端接了栅极阻抗的栅极考虑进来，估算 于漏极对本振虚拟接地，从而得以降低
附上对一个基于砷化镓（GaAs）的毫米 结果将更加精确。若C gd 的电抗远大于R g 本振对漏极的作用及可能造成的失真。
波单片微波集成电路（MMIC）的测试 和R s 的电阻，则可进一步简化成图3c。 3 图 4b 描绘了一个环形双平衡结
结果。 为了防止本振泄漏造成漏极电导流 构，可以看到其与双平衡二极管混频
经C gd ，射频及中频匹配电路理论上应当 器之间的区别仍在于它多了一个巴
FET混频器的基本工作模式 在本振频率下将漏极短路（图3a）。此 伦。环的四端对本振都虚拟接地，中
FET电阻混频器利用“冷FET”或 外，栅极在射频频率下也应短路，以防 频连接点对射频虚拟接地。两个射频
“无偏置FET”中漏极、源极之间的电 止射频电压影响沟道电导。 4 连接分别接在本振和中频的虚拟接地
阻沟道来实现频率转换。射频输入信号 点。因此在这种结构中，射频、本振
加在FET的漏-源沟道上，而本振信号 电路拓扑 和中频直接就被隔离开来。该混频器
则加在栅极，在漏极便可得到中频输出 尽管目前为止我们提到的都是单 的互调抑制特性也与环形二极管混频
信号。具体结构如图1所示，其中需要 端FET混频器，但其实FET阻性混频器 器相同，即所有偶次互调分量都被抵
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用到双工器来分离漏极处的射频和中频 还可以设计为平衡结构，以提高隔离度 消。 隔离和偶次互调失真结果都取决

32 Microwave Journal China 微波杂志 May/Jun 2018