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优化历史悠久的Doherty功率放大器
材料来源:《微波杂志》2019年5/6月号           录入时间:2019/6/4 9:36:34

Optimizing the Perennial Doherty Power Amplifier

Gareth Lloyd,罗德与施瓦茨公司,德国慕尼黑

将近100年以前发明的Doherty功率放大器(PA)在数量很多的无线电发射机中用来提高能量效率,而制造这种功率放大器有很多方法。本文首先概括介绍了线性化和效率增强,并根据背景情况重点介绍了相关挑战和众多解决方案当中的几个。最后通过个例研究说明了一个备选设计流程,深入探讨了该设计以及如何实现性能与成本间的最佳折衷。

线性化技术

发射(Tx)射频前端(RFFE)中的四个主要技术性能参数是效率、输出功率、线性度和带宽。后三个参数通常取决于系统要求,如通信标准。第一个参数(即能量效率)是区别因素。若所有其它性能参数相同,那么较高的前端效率较佳。

在RFFE中使用的器件具有非线性特性,不能当做理想模块直接使用。通过线性化技术,可以改进Tx RFFE的线性度。这通常会增加Tx RFFE的原始成本,而得到的是效率、线性度以及输出功率的改善。目前已发表了很多线性度改进方法,至少可回溯到前馈1和反馈2专利。可以认为,非线性预失真的应用日期与压缩扩张技术的发明日期是相近的3。这些方案可根据它们的工作方式进行分类(请见图1和表1)4。线性化技术的一个区分标准是:该方案是预测还是提取无用信号,以及是在输出之前还是之后执行校正。分类对于理解一般特性并识别最佳应用方法很有用。

1采用源后、预测/合成组成方案的放大器线性化选件。

前馈是测量后校正方案的一个例子,反馈是一种测量预校正方案,而预失真是一种预测预校正方案。预测性方案依赖于生成无用信号,在频带较宽和功率较低的系统中,这种无用信号对于数字预失真(DPD)来说可能十分麻烦。另一方面,预测性方案不要求存在失真,并可能会完全消除失真。

这些例子中缺少的是采用预测性后校正的线性化技术的整个类别。在过去100多年里,人们已对这个技术系列进行过深入研究和记载。异相(Outphasing)5、包络6和Doherty7发射机以及由Choi8、Andersson9和Chung10介绍的混合型发射机是这些技术的例子,但这些技术主要是为了提高效率而并非作为线性化技术而进行了市场开发。包络和异相方案的最纯粹的形式是分别使用放大和路径求和,从高效生成的非线性成分来构造其信号。Doherty放大器包含一个称为“主路径”或“载波”的参考路径和一个称为“峰值路径”或“辅助路径”的效率路径。对Doherty设计进行的更全面数学分析已超出本文的范围,在很多文献中都有。关于详细信息,读者可特别参阅Cripps的文章11

DOHERTY实现方式

可以认为,Doherty放大器设计的最常见且通常是最快速的起点是“零级实现zeroth embodiment”(请见图2),包括:

*          至末级功率分离器的固定射频输入。

*          主放大器和辅助放大器进行不同偏置(例如,使用AB级和C级)。

*          Doherty合成器由一个四分之一波长传输线形成。

*          在大多数应用中,这种架构不会提供充分的功率增益(至少不是从单一的末级),并且附加的增益级在功率分离器的前面级联。这种最常用实现方式的缺点包括:

*          设计冻结之后,没有对任何域中的增益和相位进行补偿的方法。

*          由于有偏置级,需要在效率与输出功率之间进行折衷。实际上是C级偏置(一个开环模拟电路)来完成此任务。

*          效率的提高仅限于单个级。多级级联的情况会限制性能提高,特别是增益会在更高频率下减小。

2Doherty放大器的最简单实现方式。

从另一个角度看,Doherty引擎是一个开环方案,具有从晶体管的偏置点得到的几个重要功能机制。一旦定义了其它变量(如相位偏移、分离器设计等),就只提供多种关键调节所依赖的一个或两个操作点。

挑战

Doherty改进效率的方式之一是负载调制。这种调制背后的推动引擎是从两个或更多个放大器汇入合成器的输出电流之间的差别。由于该引擎仅可近似Doherty操作,设计人员所面临的挑战是使该引擎能够以最佳方式接近这种操作,但仍具有适当性价比。Doherty性能的潜在阻碍包括:1)进入合并节点的信号的幅度和相位匹配,尤其是超频率(请见图3a)。与理想值有偏差会降低效率和输出功率。后者可能更具有破坏性,因为各器件有意未进行隔离,效率的提高依赖于通过合成器实现的相互作用。2)理想情况下,Doherty引擎的辅助路径表现出折线或曲棍球棒特性(请见图3b)。无法达到理想值常常是不能实现著名的效率鞍点的主因。由于该特性易于从理想值变为一种线性响应,Doherty放大器的行为特性会逐渐变得与正交平衡放大器类似(尽管带有未隔离的合成器),尤其是它的效率性能。3)AB级和C级中的主放大器和辅助放大器的常用“差动偏置”会分别强迫两个放大器的输出功率和效率降低(请见图3c)。正如Cripps所说明的11,A级到C级准线性放大器的连续性(理论上这两级会通过它们的源两端的正弦电压工作)会改变相应的最高输出功率和效率特性。同时,如果使用偏置来产生差分引擎(正如传统Doherty实现方式),那么输出功率和效率之间本身就有一种折衷。同时,差动偏置会增加Doherty效应,但会降低可达到的性能。

3Doherty放大器的挑战合成器幅度和相位匹配a)、辅助放大器电流响应b和功率-效率折衷c)

变体和改进

基本设计的以下变化形式可能根更适合某些应用,在传统实现方式中,为设计人员提供了性能与灵活性选项。

*         Doherty分离器和合成器内有多个增益级

*         N路Doherty

*         故意分散分离器

*         可编程分离器

*         偏置调制

*         电源调制,即,向Doherty所使用的两种频率增强技术添加第三种频率增强技术

*         包络整形

*         数字Doherty

除了可供设计人员使用的不同架构外,还可在产品生命周期内的三个时点进行调整。在设计阶段,可以修改设计参数,并将参数作为固定值传递给生产过程(例如,输入分离器设计参数)。在生产过程中,通常可以基于测量的数据来修改或调节参数,然后通过编程将参数冻结或固定。一个例子就是用于在装置中生成目标偏置电流的标称偏置电压。设备在现场部署之后,可以连续或在特定时间,以开环或闭环方式更新参数。开环方案依赖于可以充分预测的特性,而闭环方案可能需要内置的测量与控制。一个例子就是温度补偿电路。这些产品生命周期选项提供了多种并非“最佳”的解决方案。设计人员知晓遵从该设计所产生的生产和供应能力与设计阶段遇到的设计挑战以及所进行的折衷同等重要。

与零级实现相对的方案是数字Doherty(请见图4)。这种架构的特点是在数模转换之前,进行数字域中的输入分离。借助于将数字信号处理应用于施加到两个放大器路径上的信号这种能力,可从一组RF硬件获得无法超越的性能。与标准Doherty实现方式相比,数字实现方式的输出功率可提高60%,效率提高20%,带宽增加50%,且不会降低预测性预校正线性度12

4Doherty数字放大器其中的主放大器和辅助放大器工作状态采用数字控制。

测量辅助设计流程

为了优化Doherty设计,建议构建与该设计很好关联的仿真环境,以理解趋势和灵敏度。借助于这种仿真,可迅速覆盖很大一部分开发过程。第一步的输入可能包括装置的负载牵引数据或模型、合路的理论研究和匹配网络响应、含有测量数据或其它经验数据的评估板。在此起点基础上,可以用测量辅助设计对设计流程加以补充(请见图5)。

5Doherty放大器的测量辅助设计流程。

对于数字Doherty,这种方法的起点是一个包含两个输入端口、输入和输出匹配网络、有源器件、偏置网络以及合路器的Doherty放大器(请见图6)。通过测量双输入器件的原型Doherty,可更深入地了解生产环境中预期会出现的性能限制、折衷和重复性。对于测试配置来说至关重要的是两个信号路径,其信号可能会相互发生变化。除了向这些信号施加精确、稳定和可重复的幅度和相位偏移外,能够向其中至少一个信号路径应用非线性整形也十分有益。

6用于设计Doherty放大器的简化方框图a和硬件配置b)

测量算法可能速度很快或更详尽,可以编程为寻找目标参数的最优值或配置为表征广泛的参数特性。在简单情况下,设计人员可能想确认最好情形的参数及其相对幅度和相平衡值。此后可通过一次更复杂、详细的扫描来进行灵敏度分析,严格空间搜索来进一步优化。根据用户所需,这些测量值的后处理可繁可简。

个例研究

为了说明设计流程和可取得的结果,使用一个单级未匹配GaN功率晶体管设计了一个适用于3.5GHz、5G New Radio(NR)基站的数字Doherty PA,即Qorvo® TQP0103。一个双通道R&S® SMW200A矢量信号发生器提供用于驱动该GaN放大器的两个输入信号。为了测量相关参数,该放大器的单个RF输出与一台R&S® FSW信号分析仪相连。这些装置的直流电源来自一个R&S® HMP电源,后者测量直流功率消耗。使用差分线性和非线性信号对该放大器进行激励,差分线性信号用来扫描输入功率、幅度和相位。非线性测试在两个频率处使用了一个取决于幅度的可变整形函数。测量了输出功率、输出峰均功率比、邻信道泄漏比(ACLR)和电流消耗,并使用MATLAB®对测量结果进行了分析13

分析线性测量结果,绘制指定功率和饱和功率下的频率与幅度和相位差之间的关系图(请见图7),最差情况的频率和输出功率显示在图7c中。在Doherty基本实现方式中,为操作频率选择了一个准恒定幅度/相位分离。通过在测试频率下提取最差情况性能,可以确定这些幅度/相位值的效率和饱和功率。

7线性工作的双输入Doherty35.5dBm处测量的频率a)、饱和功率b以及最坏情况下的效率和功率c)

选择一个标称幅度/相位,可以向该评估添加一个代表生产中的自然变化的扰动。使用一个查询表,可以观察到这些部件间差异的整体效应,如图8所示。图8a显示了两个频率处的漏极效率和饱和输出功率。图8b显示了饱和输出功率和漏极效率的估计生产差异范围与两个相同频率的标称值之间的关系。图8c显示了将两个频率的结果合并后的累积生产差异范围。矛盾的是,在此情况下,大部分部件间差异位于效率这个目标变量中。

通过采用输入分离器设计的替代方法,可以减小这种差异。使用一种分散输入分离器设计(即在两个设计频率处使用不同的幅度和相位差),可有利地将图8a中所示的堆叠等值线图相互分开。将相同的部件间差异数据用于这种分散分离器设计会产生更佳结果(请见图9),平均效率更高,标准偏差更低。

8一组分离式Doherty数字放大器的增益和相位变化具有固定RF输入a)、采用搜寻设计的饱和功率和效率b以及累积最差情况生产分布c)

9采用分散输入分离的Doherty放大器组增益和相位差异a)、饱和功率和频率b以及累积最差情况生产分布c)

通过在数字域中直接为两个放大器输入生成信号,Doherty放大器的缺陷将会大大减少。另外,还可以消除线性示例中所示的简单部件间幅度/相位差异。为了说明这种情况(尽管不很详尽),使用了一个应用于幅度和相位的平方率整形函数编程了辅助路径,相位的“起始”和“结束”值随机变化,相位具有零和最大输入幅度。由于两个放大器有一个公共偏置,仅在输出功率和效率之间保持折衷,而不是在输出功率与Doherty差分引擎幅度之间。

为了建立基准线,通过用线性差动信号来驱动公共偏置放大器,确保了等同的“均衡”性能:该模式下的可用饱和输出功率比差动偏置的情况高0.5dB(功率高12%)。这代表了使用差分偏置点来操作Doherty引擎的“成本”。应用于辅助路径的随机整形函数的散点图产生图10所示的性能轨迹,反映出平均功率与效率相关的分布以及峰值包络功率(PEP)与平均功率相关的分布。饱和输出功率比常规Doherty放大器高出1.7dB(高48%),这表示改善的1.2dB(32%)来自信号路径的更佳幅度/相位匹配。

10采用平方率整形和随机相位的双输入Doherty放大器的效率与平均输出功率关系a以及PEP与平均输出功率关系b)

饱和输出中的1.7dB改善意味着放大器可在这个更高输出下工作而不会危害动态余量,而平均功率的增加与效率的5百分点增加(从44%到49%)相关。外形尺寸小48%的器件也可用于达到最初的目标输出功率。考虑进预期部件间差异,器件的外形尺寸可能会进一步减小。

结论

通过解决设计的输入侧问题,可以大大提高Doherty性能。采用特意分散或可编程输入分离可改进性能,尤其在生产分布方面。根据同行的评论研究12,采用非线性输入分离或整形的数字Doherty可在功率上提高60%,效率上提高20%,带宽增加50%,而预测线性度不会降低。本文中介绍的个例研究在一个固定带宽上达到了提高47%的输出功率和提高11%的效率。

说明了一个用于提取和理解可能改进的测量辅助方法。虽然效率和饱和功率用作例子,但它们并不代表大多数Doherty设计中的最重要参数。不管使用哪种Doherty架构,这种设计方法都会提供更加详细和严格的洞察,改善产品上市时间以及成本-规格机制。

鸣谢

本文作者在此对Qorvo的Jeff Gengler、Tammy Ho Whitney和Bror Peterson表示感谢。

参考文献

1.   H. S. Black, “Translating System,” U.S. Patent 1,686,792, October 9, 1928.

2.   H. S. Black, “Wave Translation System,” U.S. Patent 2,102,671, December 21, 1937.

3.   A. B. Clark, “Electrical Picture Transmitting System,” U.S. Patent 1,619,147, November 13, 1928.

4.   P. G. Lloyd, “Linearization of RF Front-End,” Rohde & Schwarz GmbH & Co., November 2016, www.rohde-schwarz.com/appnote/1MA269.

5.   H. Chireix, “High-Power Outphasing Modulation,” Proceedings of the Institute of Radio Engineers, Vol. 23, No. 11, November 1935, pp. 1370–1392.

6.   R. L. Kahn, “Single-Sideband Transmission by Envelope Elimination and Restoration,” Proceedings of the Institute of Radio Engineers, Vol. 40, No. 7, July 1952.

7.   W. H. Doherty, “A New High Efficiency Power Amplifier for Modulated Waves,” Proceedings of the Institute of Radio Engineers, Vol. 24, No. 9, September 1936, pp. 1163–1182.

8.   J. Choi et al., “Optimized Envelope Tracking Operation of Doherty Power Amplifier for High Efficiency over an Extended Dynamic Range,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 57, No. 6, June 2009, pp. 1508–1515.

9.   C. M. Andersson et al., “A 1 to 3 GHz Digitally Controlled Dual-RF Input Power Amplifier Design Based on a Doherty-Outphasing Continuum Analysis,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 61 No. 10, October 2013, pp. 3743–3752.

10.   S. Chung et al., “Asymmetric Multilevel Outphasing Architecture for Multi-Standard Transmitters,” RFIC 2009.

11.   S. C. Cripps, “RF Power Amplifiers for Wireless Communications,” Artech House, Norwood, Mass., 2006.

12.   Darraji et. al, “Doherty Goes Digital,” IEEE Microwave Magazine, September 2016.

13.   “The Dual-Input Doherty,” Rohde & Schwarz, www.rohde-schwarz.com/us/campaign/premium-download-the-dual-input-doherty/premium-download-the-dual-input-doherty_233590.html.


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